用于唱机前级放大器的新运算放大器diy设计 第1部分

gopher

Brian Lowe 在40多年前设计了他的第一款唱头前级放大器。经过多次设计尝试，性能各不相同，布莱恩意识到，要实现最佳性能，需要优化和微调多个往往相互冲突的因素。市面上没有现成的运算放大器能提供他所需的灵活性，因此他决定从头开始设计一款分立式前级放大器。在本系列文章的第一部分，布莱恩将阐述设计要求和参数值，并探讨一些设计方案。
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起点
那台最初的唱头放大器阶段采用管式电路，配备级联负载和“按钮”电池负栅极偏压（图1）。它成为我第一台RIAA唱头前级放大器的输入，我使用了多年。（它的最终结局是在得克萨斯州某条公路旁的沟渠里，但那是另一个故事。） 在接下来的40多年里，我设计并制作了多款唱头放大器和前级放大器，有些不错，有些则不然。在此期间，作为模拟电路设计师，我在不同工作中积累了大量相关知识。最近，我得以投入更多时间设计另一款唱头前级放大器，该设计旨在商业销售，并融入了我所知的一切可能的电路优势[1]。
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2 O0 ]% r" S1 u* c最终方案采用了一款定制的分立式运算放大器，据我所知，这款放大器是独一无二的，能够适应任何动圈或磁头唱头负载。我的初始目标非常明确，基于经过时间考验的原则。

' {: N8 T/ w2 F0 i: L+ e这些目标与高质量运算放大器的典型特征一致：低噪声、低失真、宽带宽、快速动态响应、在单位增益下稳定、能够驱动电容性负载、具有电流限制的输出缓冲器，并且采用易于获取的标准组件制造。在开发过程中，新增了一个目标，即在设备引脚上提供高阻抗电压放大级（VAS）输出。原因将在本文第二部分中揭晓。
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图1：这是作者的第一个唱头输入级。


7 X2 ~$ }* c/ W8 W# |# Z( ~) n噪声
2 I5 M! d* N& Y, O: j低噪声放大器的关键在于输入放大。低电阻值是必然的。更重要的是，第一级中的噪声会被后续的每一级放大，因此输入噪声越低，输出噪声就越低。电气噪声分为两种类型——电流噪声和电压噪声。
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为了最小化电流噪声，我们使用Linear Systems公司的超低噪声LSK389结型场效应晶体管（JFET）。半导体中的低频电压噪声（1/f噪声和爆米花噪声）源于表面杂质，而JFET是埋入式结型器件，因此其1/f噪声天生较低。它们还是电压控制型器件，输入电流仅为皮安级，因此在放大器输入端能保持极低的电流噪声。
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典型的运算放大器前端采用电压放大模式的差分对，如图2所示，这可消除任何类型的共模噪声，不仅包括固有的热噪声（约翰逊噪声）和闪烁噪声，还可能消除外部噪声影响，如电源波动。对于此应用，我们选择了JFET差分对，因其兼具高输入阻抗和固有低噪声的优势。
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JFET“长尾对”（LTP）的增益低于等效双极性电路，这是由于JFET的跨导较低。通过添加一个PNP晶体管[2]（如图3所示），可以提高其跨导。这与众所周知的Sziklai或互补反馈对（CFP）类似，通常配置为NPN与PNP，相当于达林顿对，并用作电压跟随器。我想我们可以称之为CFP LTP。

这将使该级别的跨导（每伏特输入的电流输出）增加一个与PNP hfe相关的倍数。然而，这具有高度非线性的传输曲线，稳态偏置依赖于hfe在集电极电流、温度和工艺参数范围内的近乎完美的器件匹配。作为高增益输入级，它可能用于集成电路（具有其固有的参数匹配），但不适用于离散放大器构建。其中一个PNP晶体管在启动时几乎肯定会饱和并锁定。

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( y* c7 o. B$ t: n, a6 `图2：典型的NPN和NFET 。

图3：NFET+PNP互补对。
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2 k4 |8 R1 h$ z1 X) ^/ R- j7 w. c输入电压的变化会调制通过输入对的电流，从而导致负载电阻上的输出电压变化。基极-发射极和栅极-漏极结电容与结电压的平方根成反比。 （注意，固有的基极-发射极电容高于基极-集电极电容，因为掺杂水平更密集，导致更窄的结和更薄的“介质”。） 这种由信号引起的电容调制当然是频率依赖的，对于复杂的音频信号会产生失真。使用活性电流源负载而非电阻负载时也会产生相同的效果，但由于负载阻抗更高，该效果更为明显，因为这会导致增益更高。

4 P$ Y% G3 S, ]3 ^一种更有趣的方法是添加一些电阻以构建互补反馈放大器（CFA），如图4所示，其中JFET漏极电阻调制PNP基极-发射极电压，进而调制PNP的发射极电流。理查德·马什在《线性音频》第3卷[3]中讨论了一种巧妙的CFA，其增益为电压而非电流，且非差分结构。
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5 I. Y3 x, Z3 r7 M4 d0 a5 r# ?图4的工作原理如下：
0 D$ F% E2 c2 R4 D! k+ X假设I1=I2=I3/2用于直流偏置（后续将详细讨论）
R1和R2为PNP晶体管提供VBE偏置。
' u! |. q" y* ?% KRe1和Re2是PNP晶体管的发射极电阻，提供负反馈。
$ y# y! U$ i& O% _当输入电压在JFET栅极之间正负摆动时，电流通过RL向左或向右流动，产生放大后的输入信号输出电压。
在不考虑Re1和Re2反馈的情况下，级增益（实际上是跨导）在第一近似下等于JFET的gm、PNP的gm与I1提供的源电流的乘积。
输入对是全差分配置。

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9 `  J& G$ Z+ L: f3 H! `; |% L7 {图4：NFET+PNP互补反馈放大器。
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失真
( M$ T8 [7 V3 o/ g放大器中的失真是由输入到输出的非线性传输引起的。它可能发生在信号链的任何位置。具有增益的元件（如晶体管）本质上是非线性的，通常通过反馈或特殊工作模式（例如场效应管曲线的线性部分或电子管）进行“线性化”。某些电路元件常被假设并建模为线性，但实际上并非如此。电阻会随温度和电压变化而改变阻值。电容会因热、机械及电压变化而改变特性。电感在高电流下会变得非线性并/或饱和，且随温度变化存在（较小的）电阻变化。单个运算放大器RIAA播放电路在闭环增益超过运算放大器在音频频率范围内的增益时，会在高频段引起幅度失真。将增益分布到多个级联电路中，可通过使用具有固定增益带宽积的放大器来扩展每个级别的带宽（增益越低，带宽越高）。
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. }! r; Y' G# V9 w1 c( S# L半导体结具有随施加电压变化的电容，且无法消除[4, 5]。事实上，在某些电路（如收音机调谐器）中，电容被有意利用以调节振荡器频率。在音频领域，关键在于“随施加电压变化”。通过保持节点电压变化较小，可将电压引起的失真降至最低。
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7 }& O9 j* s. U实现这一目标的一种方法是将运算放大器置于反相模式，并将其输入级固定在“虚拟地”上。正如模拟电路专家吉姆·威廉姆斯所言，“除非无法实现，否则始终采用反相”，这被称为吉姆·威廉姆斯定律[6]。信号以电流变化的形式存在，而非电压变化。

另一种减少失真的方法是使用反馈。在反馈电路中，更高的正向路径增益可抵消失真[7]。对于唱头放大器而言情况更为复杂，因为运算放大器的开环增益通常随频率升高而降低。运算放大器的输出级通常采用AB类推挽结构。这种架构可能产生与增益无关但具有频率依赖性的交越失真。

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" ^1 i8 S# B4 f0 U9 Z5 `6 h/ ]图5：RIAA单级电路。

, U: Y; N9 A) p, m图5展示了典型的单级RIAA电路实现方案。为防止幅度失真，放大器的开环增益必须在音频带宽内超过所需的闭环增益。使用OPA1641这种低噪声JFET输入运算放大器，无法满足需要60dB（1000倍）或更高增益的动圈放大器要求。图6显示了开环增益与频率的关系，在10kHz以上，增益低于60dB。因此，在此电路中，使用该运算放大器时，10kHz以上的音频频率无法获得所需的放大，导致例如人声齿音或钹的清脆度出现失真。该设计中的其他问题已在[8]中描述。

存在其他具有更高开环增益的运算放大器（如LME49710），更适合单级高增益要求。图7展示了不同商用运算放大器的开环增益变化，数据来自SPICE仿真。这些模型来自制造商官网，因此假设其准确性。本文讨论的运算放大器被标记为Top Amp（因后续为避免与现有专业产品及商标冲突，已更名为Bel Amp）。
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0 u5 [0 P3 x5 m. ]% Q5 l: _9 T如前所述，失真可通过负反馈加以缓解。然而，在运算放大器周围使用反馈意味着负输入的阻抗取决于增益要求，因此难以实现与其他电路因素无关的平衡输入。再次查看图5，注意只有“+”输入可以独立设置阻抗而无需其他连接。唱头，尤其是动圈唱头，在放大器输入端采用平衡可调阻抗负载时效果最佳。实现这一功能的唯一方法是使用两个高阻抗全差分输入。
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图6：OPA1641 Avol仿真，注意在10kHz时增益低于60dB。
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图7：四款运算放大器的Avol仿真。
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进行计算
请参阅图4对CFA当前阶段的分析。我们需要跨导y，即输出电流随输入电压的变化：

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% M' J( B) i3 c3 ]+ s0 p/ i一些实际数值
$ W( n7 N: q- C/ v8 {# G对于直流稳态偏置，LSK389A数据手册[9]显示了vgs与id的传输曲线，该曲线在-3 ≤ vgs ≤-1范围内最为线性。这是我们希望实现最小失真的Id电流范围。通过选择I1和I2为4mA，I3为8mA，我们可以将CFA一半中的两个晶体管的电流大致分为2mA。根据Rd1和Re1的值，JFET电流范围为Id=1mA至2.8mA，PNP为Ic=1.2mA至3.1mA （见表1）。Rd选取为649Ω，以使发射极电流为2mA时，Re两端的电压在0.5V至1V之间，具体取决于4mA在JFET和PNP之间的分配方式。
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, W" k2 n- k  V
$ T) |7 I6 o% K# n) e' z; f5 L2 }) @表1：不同Re值下JFET和PNP的电流值。
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根据这些值，可从LSK389A数据手册中计算该级别的跨导：

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& q1 c* \" c6 i) k8 V7 I0 W
- v1 h. B3 ^: r/ Z# l+ p对于差分输入级的一半。当Re=649Ω时，负反馈会降低计算得到的跨导增益。使用Re=0可通过将方程7简化为：


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下月
本文第一部分至此结束。在第二部分中，我们将通过添加折叠级联和跨阻抗级以及输出缓冲器进一步开发离散运算放大器。包含仿真和测量结果的第二部分可在此获取。aX
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5 x! M6 ~& W5 Q( |- k1 l参考文献
[1] Brilliance, Belleson, LLC, https://www.belleson.com/oc/products/phono-preamplifiers/brilliance-phono-preamplifier
[2] B. Cordell, “Linear Systems LSK489 Application Note,” Linear Systems, Inc., 图4和图8, www.linearsystems.com/applicationnotes/lsk489-app-note.
, L+ ~  y! M* k& b[3] R.N. Marsh, “A Headphone Buffer/Amplifier and Auto-EQ for Headphones,” 图2, 第32页, Linear Audio, 第3卷, 2012年4月。
- h- J! v8 B. a( z; }/ U[4] B. Cordell, 《设计音频功率放大器》，第368页，第二版，Routledge，2019年。
[5] P. R. Gray, R. G. Meyer, 《模拟集成电路的分析与设计》，第38页，John Wiley & Sons，1977年。
! y1 f; x' t0 k" d' `( F[6] J. Williams, 《模拟电路设计：艺术、科学与个性》，第52页，Butterworth-Heinemann，Stoneham MA，1991年。
[7] B. Putzeys, Linear Audio，第1卷，www.linearaudio.net/index.php/f-word-or-why-there-no-such-thing-too-much-feedback-0
[8] B. Cordell, “VinylTrak – 一款功能齐全的MM/MC唱头放大器”，Linear Audio，第4卷，第134页，2012年9月。
& r1 X5 D5 w( m[9] LSK389 A/B/C/D 超低噪声双N沟道JFET放大器，Linear Systems， www.linearsystems.com/_files/ugd/7e8069_c90834b817214602abcbf263293295f2.pdf
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本文最初发表于《audioXpress》杂志，2025年2月。