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发表于 2016-1-11
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输出晶体管导通时序 : MH和ML输出级晶体管(见图6)具有非常低的导通电阻。因此,避 免MH和ML同时导通的情况很重要,因为它会产生一个从VDD到VSS的低电阻路径通过晶体 管,从而产生很大的冲击电流。最好的情况是晶体管发热并且消耗功率;最坏的情况是晶体 管可能被毁坏。晶体管的先开后合控制通过在一个晶体管导通之前强制两个晶体管都断开以 防止冲击电流情况发生。两个晶体管都断开的时间间隔称为非重叠时间或死区时间。! K9 D" k N( J% K* H, L
6 ?( a. U# _% e5 ~2 ?- f输出级晶体管的先合后开开关
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注:SWITCHING OUTPUT STAGE = 开关输出级" T: b8 v2 ` n3 M" n
; u( s7 A5 ^9 T1 O" _NONOVERLAP TIME = 非重叠时间 q( K, W; t9 P4 T3 h( W7 B
; ]: T( N0 Z# \- a% E( O; ^ON = 导通* d9 f: F; [. F& D; `
* [' M6 ]0 T6 A; Z/ y+ p+ Q7 oOFF = 断开4 w/ |/ x. v2 z7 o3 e
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音质
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在D类放大器中,要获得好的总体音质必须解决几个问题。
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“咔嗒”声:当放大器导通或断开时发出的咔嗒声非常讨厌。但不幸的是,它们易于引入到 D类放大器中,除非当放大器静噪或非静噪时特别注意调制器状态、输出级时序和LC滤波器 状态。
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信噪比(SNR):为了避免放大器本底噪声产生的嘶嘶声,对于便携式应用的低功率放大器, SNR通常应当超过90 dB,对于中等功率设计SNR应当超过100 dB,对于大功率设计应当超 过110 dB。这对于各种放大器是可以达到的,但在放大器设计期间必须跟踪具体的噪声源以 保证达到满意的总体SNR。
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失真机理: 失真机理包括调制技术或调制器实现中的非线性,以及为了解决冲击电流问题输 出级所采用的死区时间。
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在D类调制器输出脉宽中通常对包含音频信号幅度的信息进行编码。用于防止输出级冲击电 流附加的死区时间会引入非线性时序误差,它在扬声器产生的失真与相对于理想脉冲宽度的 时序误差成正比。用于避免冲击最短的死区时间对于将失真减至最小经常是最有利的;欲了 解优化开关输出级失真性能的详细设计方法请参看深入阅读资料2。
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- b0 F! ~6 `7 I* c/ R0 v' @% c其它失真源包括:输出脉冲上升时间和下降时间的不匹配,输出晶体管栅极驱动电路时序特 性的不匹配,以及LC低通滤波器元器件的非线性。
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0 Z4 I1 K& c6 f; p电源抑制 (PSR): 在图2所示的电路中,电源噪声几乎直接耦合到输出扬声器,具有很小的0 G7 M4 Z: E' D; l# Q5 B
" c8 X" q$ {7 V& U$ p9 r抑制作用。发生这种情况是因为输出级晶体管通过一个非常低的电阻将电源连接到低通滤波 器。滤波器抑制高频噪声,但所有音频频率都会通过,包括音频噪声。关于对单端和差分开 关输出级电路电源噪声影响的详细说明请参看深入阅读材料3。9 z4 }& s- G g9 a8 u
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如果不解决失真问题和电源问题,就很难达到PSR优于10 dB,或总谐波失真(THD)优于 0.1%。甚至更坏的情况,THD趋向于有害音质的高阶失真。3 x% |, c4 w& v: `4 z6 q
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幸运的是,有一些好的解决方案来解决这些问题。使用具有高环路增益的反馈(正如在许多 线性放大器设计中所采用的)帮助很大。LC滤波器输入的反馈会大大提高PSR并且衰减所 有非LC滤波器失真源。LC滤波器非线性可通过在反馈环路中包括的扬声器进行衰减。在精 心设计的闭环D类放大器中,可以达到PSR > 60 dB和THD < 0.01%的高保真音质。4 t7 D7 Z9 x3 j0 F5 }
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但反馈使得放大器的设计变得复杂,因为必须满足环路的稳定性(对于高阶设计是一种很复 杂的考虑)。连续时间模拟反馈对于捕获有关脉冲时序误差的重要信息也是必需的,因此控 制环路必须包括模拟电路以处理反馈信号。在集成电路放大器实现中,这会增加管芯成本。' s4 }) b! Z ?5 X" X
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为了将IC成本减至最低,一些制造商喜欢不使用或使用最少的模拟电路部分。有些产品用一 个数字开环调制器和一个模数转换器来检测电源变化,并且调整调制器行为以进行补偿,这 可以参看深入阅读资料3。这样可以改善PSR,但不会解决任何失真问题。其它的数字调制 器试图对预期的输出级时序误差进行预补偿,或对非理想的调制器进行校正。这样至少会处 理一部分失真源,但不是全部。对于音质要求宽松的应用,可通过这些开环D类放大器进行 处理,但对于最佳音质,有些形式的反馈似乎是必需的。
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3 w; q$ z) S. [% T( ]: g, P/ y. U调制技术
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D类放大器调制器可以有多种方法实现,拥有大量的相关研究和知识产权支持。本文只介绍 基本概念。 _6 G$ P J) k" F) I- {+ _
. q5 Z- f7 ]. }% S- Y, F所有的D类放大器调制技术都将音频信号的相关信息编码到一串脉冲内。通常,脉冲宽度与 音频信号的幅度相联系,脉冲频谱包括有用的音频信号脉冲和无用的(但无法避免)的高频 成分。在所有方案中,总的综合高频功率大致相同,因为在时域内波形的总功率是相同的, 并且根据Parseval定理,时域功率必须等于频域功率。但是,能量分布变化很大:在有些方 案中,低噪声本底之上有高能量音调,而在其它方案中,能量经过整形消除了高能量音调, 但噪声本底较高。
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5 H& N% [. `& k3 T5 A最常用的调制技术是脉宽调制(PWM)。从原理上讲,PWM是将输入音频信号与以固定载 波频率工作的三角波或斜波进行比较。这在载波频率条件下产生一串脉冲。在每个载波周期 内,6 Q' ^2 z- Z8 H6 m7 `
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PWM脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。在图7的例子中,音频输入和三角波都以0 V为 中心,所以对于零输入,输出脉冲的占空比为50%。对于大的正输入,占空比接近100%, 对于大的负输入,占空比接近0%。如果音频幅度超过三角波的幅度,就会发生全调制,这6 z# f6 R6 D( Z4 Q2 F
- E) x/ g# p8 @/ c D3 i8 ?时脉冲串停止开关,占空比在具体周期内为0%或100%。0 G4 \8 c$ j8 ~! U1 e% {
" ?5 J5 t2 x) k Z9 r: H( gPWM之所以具有吸引力是因为它在几百千赫PWM载波频率条件下(足够低以限制输出级开 关损失)允许100 dB或更好的音频带SNR。许多PWM调制器在达到几乎100%调制情况下也 是稳定的,从原理上允许高输出功率,达到过载点。但是,PWM存在几个问题:首先,PWM 过程在许多实现中会增加固有的失真(参看深入阅读资料4);其次,PWM载波频率的谐振 在调幅(AM)无线电波段内会产生EMI;最后,PWM脉宽在全调制附近非常小。这在大多 数开关输出级栅极驱动电路中会引起问题,因为它们的驱动能力受到限制,不能以重新产生 几纳秒(ns)短脉宽所需要的极快速度适当开关。因此,在基于PWM的放大器中经常达不 到全调制,可达到的最大输出功率要小于理论上的最大值,即只考虑电源电压、晶体管导通 电阻和扬声器阻抗的情况。
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, w5 g# M; S1 n. u6 P; e. @/ q一种替代PWM的方案是脉冲密度调制(PDM),它在给定时间窗口(脉冲宽度)的脉冲数 正比于输入音频信号的平均值。其单个的脉宽不像PWM那样是任意的,而是调制器时钟周 期的“量化”倍数。1 bit Σ-Δ调制是PDM的一种形式。$ [; X1 a8 w* e D3 o9 z3 j1 Q
% v# ? g; J4 w. v1 N- `Σ-Δ调制中的大量高频能量分布在很宽的频率范围内,而不是像PWM那样集中在载波频率 的倍频处,因而Σ-Δ调制潜在的EMI优势要好于PWM。在PDM采样时钟频率的镜像频率处, 能量依然存在;但在3 MHz~6 MHz典型时钟频率范围,镜像频率落在在音频频带之外,并 且被LC低通滤波器强烈衰减。
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5 F% v! t& {9 D+ _6 z- ?$ X* _+ FΣ-Δ调制的另一个优点是最小脉宽是一个采样时钟周期,即使是对于接近全调制的信号条 件。这样简化了栅极驱动器设计并且允许按照理论上的全功率安全工作。尽管如此,1 bitΣ-Δ调制在D类放大器中不经常使用(参看深入阅读资料4),因为传统的1 bit调制器只能 稳定到50%调制。还需要至少64倍过采样以达到足够的音频带SNR,因此典型的输出数据速 率至少为1 MHz并且功率效率受到限制。+ l( L/ K1 W4 Q6 @' b4 J
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最近已经开发出自振荡放大器,例如在深入阅读资料5中介绍的一种。这种放大器总是包括 一个反馈环路,以环路特性决定调制器的开关频率,代替外部提供的时钟。高频能量经常要 比PWM 分布平坦。由于反馈的作用可以获得优良的音质,但该环路是自振荡的,因此很难 与任何其它开关电路同步,也很难连接到无须先将数字信号转换为模拟信号的数字音频源。* `" Z5 r1 @$ [4 v( {
4 ^3 ]- r. S `0 I' M" q7 F- m全桥电路可使用“三态”调制以减少差分EMI。在传统的差分工作方式中,半桥 A的输出极性必须与半桥B的输出极性相反。只存在两种差分工作状态:输出A高,输出B低; 输出A低,输出B高。但是,还存在另外两个共模状态,即两个半桥输出的极性相同(都为 高或都为低)。这两个共模状态之一可与差分状态配合产生三态调制,LC滤波器的差分输 入可为正、零或负。零状态可用于表示低功率水平,代替两态方案中在正状态和负状态之间 的开关。在零状态期间,LC滤波器的差分动作非常小,虽然实际上增加了共模EMI,但减 少了差分EMI。差分优势只适用于低功率水平,因为正状态和负状态仍必须用于对扬声器提 供大功率。三态调制方案中变化的共模电压电平对于闭环放大器是一个设计挑战。
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9 |0 z1 H3 s6 k4 A- Q注:SAMPLE AUDIO IN = 采样音频输入
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PWM OUT = PWM输出4 C7 d% ?5 n2 h+ G+ {3 h
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TRIANGLE WAVE = 三角波+ o, u R( r- P( @" I. ]4 l' K$ z1 j
N2 R! I: g: V) ]% i CPWM CONCEPT = PWM原理" ~1 _1 x' i4 o: x
, b8 J, f( n# g" c' ~4 CPWM EXAMPLE = PWM例子- u0 R6 a- d! ]7 J: {: p
6 b$ A! ]. m6 o dSINE = 正弦波( e$ O3 k/ K8 u9 l1 ~6 Z) V0 h' X
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AUDIO INPUT = 音频输入4 f0 Q3 _$ Z4 X1 X0 E( M
6 p! Q" S5 b* g+ I7 z8 F& E; v2 bPULSES = 脉冲
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+ C4 H& s8 i9 I6 ] t8 gPWM OUTPUT = PWM输出7 b5 v) [2 h3 x/ p/ E7 P
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EMI处理
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" l' b$ M3 v" J- o5 ~# FD类放大器输出的高频分量值得认真考虑。如果不正确理解和处理,这些分量会产生大量 EMI并且干扰其它设备的工作。# F+ `- L; u& U) p4 O
- D0 C# p5 n; M# A( J _两种EMI需要考虑:辐射到空间的信号和通过扬声器及电源线传导的信号。D类放大器调制 方案决定传导EMI和辐射EMI分量的基线谱。但是,可以使用一些板级的设计方法减少D类 放大器发射的EMI,而不管其基线谱如何。, |8 d4 A9 v; a5 W7 S. [
( H( T" D! j5 s一条有用的原则是将承载高频电流的环路面积减至最小,因为与EMI相关的强度与环路面积 及环路与其它电路的接近程度有关。例如,整个LC滤波器(包括扬声器接线)的布局应尽 可能地紧密,并且保持靠近放大器。电流驱动和返回路印制线应当集中在一起以将环路面积 减至最小(扬声器使用双绞线对接线很有帮助)。另一个要注意的地方是当输出级晶体管栅 极电容开关时会产生大的瞬态电荷。通常这个电荷来自储能电容,从而形成一个包含两个电 容的电流环路。通过将环路面积减至最小可降低环路中瞬态的EMI影响,意味着储能电容应 尽可能靠近晶体管对它充电。
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有时,插入与放大器电源串联的RF扼流线圈很有帮助。正确布置它们可将高频瞬态电流限
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制在靠近放大器的本地环路内,而不会沿电源线长距离传导。
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" x+ R. \; u/ j& Y. U. \5 c如果栅极驱动非重叠时间非常长,扬声器或LC滤波器的感应电流会正向偏置输出级晶体管 端的寄生二极管。当非重叠时间结束时,二极管偏置从正向变为反向。在二极管完全断开之 前,会出现大的反向恢复电流尖峰,从而产生麻烦的EMI源。通过保持非重叠时间非常短(还 建议将音频失真减至最小)使EMI减至最小。如果反向恢复方案仍不可接受,可使用肖特基 (Schottky)二极管与该晶体管的寄生二极管并联,从而转移电流并且防止寄生二极管一直 导通。这很有帮助,因为Schottky二极管的金属半导体结本质上不受反向恢复效应的影响。
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' f% m1 N, I' X6 q具有环形电感器磁芯的LC滤波器可将放大器电流导致的杂散现场输电线影响减至最小。在 成本和EMI性能之间的一种好的折衷方法是通过屏蔽减小来自低成本鼓形磁芯的辐射,如果 注意可保证这种屏蔽可接受地降低电感器线性和扬声器音质。+ _" r$ ?+ K/ g/ ~
( z4 v: A8 W4 K3 RLC滤波器设计/ a$ H" C) a5 ~8 p( b1 [* c
6 I2 e. h" T3 ]% h为了节省成本和PCB面积,大多数D类放大器的LC滤波器采用二阶低通设计。图3示出一个 差分式二阶LC滤波器。扬声器用于减弱电路的固有谐振。尽管扬声器阻抗有时近似于简单 的电阻,但实际阻抗比较复杂并且可能包括显著的无功分量。要获得最佳滤波器设计效果, 设计工程师应当总是争取使用精确的扬声器模型。4 T& Y/ @2 }8 |: q
5 H8 u& m4 y% o' r& p9 j常见的滤波器设计选择目的是为了在所需要的最高音频频率条件下将滤波器响应下降减至 最小以获得最低带宽。如果对于高达20 kHz频率,要求下降小于1 dB,则要求典型的滤波器 具有40 kHz巴特沃斯(Butterworth)响应(以达到最大平坦通带)。对于常见的扬声器阻抗 以及标准的L值和C值,下表给出了标称元器件值及其相应的近似Butterworth响应:
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电感L(μH)
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扬声器电阻(Ω). r0 R& i+ w; Z7 I$ j
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如果设计不包括扬声器反馈,扬声器THD会对LC滤波器元器件的线性度敏感。
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电感器设计考虑因素:设计或选择电感器的重要因素包括磁芯的额定电流和形状,以及饶线 电阻。
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额定电流:选用磁芯的额定电流应当大于期望的放大器的最高电流。原因是如果电流超过额 定电流阈值并且电流密度太高,许多电感器磁芯会发生磁性饱和,导致电感急剧减小,这是 我们所不期望的。
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通过在磁芯周围饶线而形成电感器。如果饶线匝数很多,与总饶线长度相关的电阻很重要。 由于该电阻串联于半桥和扬声器之间,因而会消耗一些输出功率。如果电阻太高,应当使用 较粗的饶线或选用要求饶线匝数较少的其它金属材质的磁芯以提供需要的电感。
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最后,不要忘记所使用的电感器的形状也会影响EMI,正如上面所提到的。8 z" G) [9 \2 } R9 k* r: o* F% ~
m& E1 G" F4 h2 M. k# J系统成本' T/ `* E, ^7 q. V2 W! P
4 Y* f$ D: g6 U0 Z* L1 Z在使用D类放大器的音频系统中,有哪些重要因素影响其总体成本? 我们怎样才能将成本减 至最低?) P- T* d0 A% j& c- t1 R: ?% ?
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D类放大器的有源器件是开关输出级和调制器。构成该电路的成本大致与模拟线性放大器相 同。真正需要考虑的折衷是系统的其它元器件。
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: o0 l; s8 U, d4 O# AD类放大器的低功耗节省了散热装置的成本(以及PCB面积),例如,散热片或风扇。D类 集成电路放大器可采用比模拟线性放大器尺寸小和成本低的封装。当驱动数字音频源时,模 拟线性放大器需要数模转换器(DAC)将音频信号转换为模拟信号。对于处理模拟输入的D 类放大器也需如此转换,但对于数字输入的D类放大器有效地集成了DAC功能。6 ^; v6 S! c& Y: e/ [9 j. k
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另一方面,D类放大器的主要成本缺点是LC滤波器。LC滤波器的元器件,尤其是电感器, 占用PCB面积并且增加成本。在大功率放大器中,D类放大器的总体系统成本仍具有竞争力, 因为在散热装置节省的大量成本可以抵消LC滤波器的成本。但是在低成本、低功耗应用中, 电感器的成本很高。在极个别情况下,例如,用于蜂窝电话的低成本放大器,放大器IC的成 本可能比LC滤波器的总成本还要低。即使是忽略成本方面的考虑,LC滤波器占用的PCB面 积也是小型应用中的一个问题。. N5 p6 }% {: V6 |; F& K
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为了满足这些考虑,有时会完全取消LC滤波器,以采用无滤波放大器设计。这样可节省成 本和PCB面积,虽然失去了低通滤波器的好处。如果没有滤波器,EMI和高频功耗的增加将 会不可接受,除非扬声器采用电感式并且非常靠近放大器,电流环路面积最小,而且功率水 平保持很低。尽管这种设计在便携式应用中经常采用,例如,蜂窝电话,但不适合大功率系 统,例如,家庭音响。 i8 T: Q: J! u4 t: I- ]
. v! u" E" n0 q1 U另一种方法是将每个音频通道所需要的LC滤波器元器件数减至最少。这可以通过使用单端 半桥输出级实现,它需要的电感器和电容器数量是差分全桥电路的一半。但如果半桥输出级 需要双极性电源,那么与产生负电源相关的成本可能就会过高,除非负电源已经有一些其它 目的,或放大器有足够多的音频通道,以分摊负电源成本。另外,半桥也可从单电源供电, 但这样会降低输出功率并且经常需要使用一个大的隔直流电容器。7 d: `' C& Q* l
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