音訊系統應用中的POP噪音及其常用解決方法

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POP’噪音是指音訊元件在供電、斷電瞬間以及供電穩定後，各種作業帶來的瞬態衝擊所產生的爆破聲。本文將討論幾種常用的解決方法及其工作原理，這些方法針對具體的積體電路具有各自特點，應用時需要根據實際情況合成考慮。
音訊系統應用中的POP噪音及其常用解決方法
圖1：單端模式與橋式模式輸出電路示意圖。

本文提到的音訊系統是指音訊半導體元件，包括音訊數位類比轉換器、類比數位轉換器、音訊放大器等的應用系統。產生‘POP’噪音的瞬態衝擊通常是一種很窄的尖脈衝，用傅立葉分析展開後，其頻譜分量很豐富，且在頻域內的能量分佈相對平均。本文下面討論的幾種‘POP’噪音解決方法的目的，就是要降低20Hz-20kHz範圍內的諧分波量。對絕大多數人而言，如果訊號的峰峰值電壓小於10mV，就已經聽不見了。

橋式(BTL)輸出與單端(SE)輸出


圖2：橋式結構的兩種電路形式。

橋式結構輸出相對單端模式輸出而言有很多優點，比如橋式模式可在相同的電源電壓Vdd條件下，輸出較高的電壓VOBTL＝2*VOSE，在相同的負載條件下輸出更大的功率。圖1為這兩種輸出結構的電路示意圖。

需要指出的是，橋式模式能有效抑制共模噪音。輸出功率相同時，橋式模式的噪音明顯小於單端模式的噪音，這是因為相同的衝擊會同時出現在橋式輸出結構的‘＋’、‘－’兩端，並通過負載後相互抵銷，不對揚聲器做功，因而不會發出‘POP’聲。這種結構對於供電、斷電噪音以及作業噪音都有很好的抑制作用。

常見的橋式結構有兩種，它們對抑制POP聲的能力有細微差別。圖2左邊的電路是兩個放大單元並聯連接，同一個輸入訊號分別進入兩個放大單元AMP1、AMP2的‘＋’、‘－’輸入端，而且使它們的放大倍數保持相同、相位保持相反(相差180度)。在這裡，AMP1單元網路的增益GAINUP＝-R9/R8＝-2，AMP2單元網路的增益GAINDOWN＝1＋R11/R12＝2。單個電阻的精密度誤差通常為±30%，但在同一個晶片內，這種偏差朝同一個方向，如果設計恰當，電阻比值的精密度可以保證在±1%以內。AMP1、AMP2的DC參數也同樣朝同一個方向偏差，所以在‘＋’、‘－’輸出端可以很好地抵銷共模訊號。

圖3：OCL輸出結構。

圖2右邊的電路則採用串聯形式，前一級的輸出訊號進入下一級的‘－’輸入端，AMP4單元網路的增益GAINBACK＝-R14/R13＝-1。事實上，AMP3的輸出經過AMP4反向後會有一定的延遲，在‘＋’、‘－’輸出端並不能完全抵銷。AMP3的失調電壓等支流誤差訊號會在AMP4中複製，並與AMP4的失調電壓一起送到‘＋’端，而無法與‘－’端完全抵銷。因此這種結構抑制POP聲的效果略差一些，通常用在小功率元件中。

除此之外，還有一種結構也能有效抑制共模噪音，那就是無輸出耦合電容器(OCL)結構(見圖3)。該結構與橋式結構非常類似，在輸出端將直流共模電壓抵銷掉，只有交流訊號對負載作功。與橋式結構一樣，OCL結構由於省去了耦合電容器，可給音訊系統帶來另外一個好處，即系統的頻率響應可以延伸到很低的範圍，後面將對此作詳細介紹。

增大VBIAS的濾波電容器
音訊系統應用中的POP噪音及其常用解決方法
圖4：耦合電容器不同時的POP衝擊波形。

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音訊積體電路通常都有一個接腳叫做Vbias，或者Vref、Vmid、Vsvr、bypass等，它是內部直流基準電壓，若要內部電路能工作，這個偏置電壓必須設立起來。實際應用時，該接腳通常外接一個旁路電解電容器到地，該電容器起濾除噪音的作用。對於使用正電壓的單電源系統來說，當系統工作穩定時，基準電壓值約等於Vdd/2。增大這個電容器的容值能抑制‘POP’噪音。當晶片供電或從待機狀態切換到工作狀態時，直流偏置電壓開始設立，從0V逐漸升高，並對Vbias濾波電容器充電。經過一定時間後，電壓上升到Vdd/2，此時晶片就可以工作了，輸出的音訊訊號基於這個直流電壓上下擺動。同樣，當晶片斷電或進入待機狀態時，濾波電容器放電，偏置電壓開始下降，從Vdd/2下降到0。實驗證明，晶片供電、斷電時的POP噪音就是由偏置電壓的瞬間跳變引起的。

圖5：供電、斷電時MUTE與STB的正確時序。

如果Vbias跳變得緩慢，POP衝擊就會減少，此時的衝擊脈衝變寬，幅度有所下降，POP噪音也變小了。使Vbias的上升、下降過程變緩，就可增加基準電壓的跳變延遲。假定濾波電容器的充放電電流是個常數，可把這個過程簡化成一階RC模型，根據公式(1)，可運算出電壓從0上升到Vbias/2，或者從Vbias/2下降到0所需的時間。

tdelay＝0.69*R*C (1)

因此，增大Vbias的濾波電容器可以減緩直流基準電壓的上升、下降速度，起到減少‘POP’噪音的作用。

有些音訊晶片整合了一個固定的延遲電路單元，供電後需要經過一段固定延遲，Vbias才開始緩慢上升到穩定狀態，此時從低電壓到高電壓的上升延遲時間為tpLH。當晶片斷電時，積體電路的實現方式使其很難再延遲一段時間才開始下降，但是仍可以增大從高電壓到低電壓的下降延遲時間tpHL，以達到更好的抑制效果，此時只需使放電時的等效電阻大於充電時的等效電阻即可。

圖6：外部的靜音電路。

tpLH＝0.69*Rcharge*CBIAS (2)
tpHL＝0.69*Rdischarge*CBIAS (3)

需要注意的是，濾波電容器過大會使晶片的設立時間變長，使人感覺聲音很久沒有輸出。另外，電容器過大還會使音訊系統的重要指標──總諧波失真＋噪音(THD＋N)變差。這裡不解釋詳細原因，取值時請參考相應的數據手冊並進行折衷選擇。

減少輸出端的耦合電容器

圖7：使用MCU I/O埠作為第二個MUTE訊號。

對於單端的輸出結構，在單電源系統中通常需要接一個電容器(如圖1所示)。這個電容器的作用是：(1)隔斷直流基準電壓Vbias。如果沒有隔直，直流電壓會直接流過後面的揚聲器線圈，使紙盆平衡位置偏向一端，若Vbias過大還可能損壞線圈。(2)耦合交流音訊訊號。它與揚聲器負載構成了一階高通濾波器(HPF)，根據公式(4)，電容器的大小與低頻處的截止頻率fc有關。

fc＝1/(2π*RL*Co) (4)

電容器Co越大，截止頻率fc則越低，這意味著更低的頻率也可耦合到負載上去。

減少Co的容值可使‘POP’衝擊的幅度變小、脈衝寬度變窄。由於‘POP’衝擊的頻譜能量大都在高頻，減少Co的容值同樣可以減少可聞噪音。圖4顯示了電容器Co分別為10uF、47uF、100uF、220uF時的‘POP’衝擊情況。可以看出，當Co減少到一定值後，再減少該值，噪音抑制效果提高得很少。但根據公式(4)，減少電容器值可明顯提高截止頻率fc，因此設計工程師必須權衡，作出一個折衷選擇。

圖8：兩個MUTE形成‘與’的邏輯關係。

當然，有的晶片具有低音增強特性，可在外部反饋迴路中通過增加一個零點的方法，來使低頻部份的增益大於通帶內的增益。比如對於LM4838元件來說，調整電容器Cbs的大小就可以調整增益拐點在頻率上的位置。

用恰當的作業來抑制POP噪音

在音訊功率放大器晶片上常常有MUTE、STB(Standby)接腳。當MUTE訊號有效時，晶片內部將輸入端短接到地，其它電路保持正常工作；而當STB訊號有效時，則切斷音訊電路靜態時最耗電的Vbias偏置電路。對採用CMOS製程的音訊電路而言，切斷Vbias偏置電路後的靜態電流主要是MOS管的亞閾值電流，即MOS管的漏電流(微安級)，管子的閾值電壓越小，此電流值越大。由以上討論可知，若單獨使用STB，由於Vbias的瞬變，難免會引起POP噪音。如果將這兩個接腳按一定順序正確使用，則可有效地抑制開關機噪音(見圖5)。晶片供電時，先使MUTE、STB有效，待電源穩定後，先釋放STB，再釋放MUTE。斷電作業時，在準備斷電之前先使MUTE有效，然後再使STB有效，直到Vdd變為0。這是因為通常由MUTE作業引起的POP噪音要小於STB作業引起的POP噪音。



圖5容易使人產生這樣一個誤解：STB的作業全被MUTE的作用所覆蓋，是否不需要STB也可以抑制噪音呢？答案是肯定的，無論STB是什麼狀態，若只使用MUTE且按照圖5的順序執行，的確可以抑制POP聲。但需要注意的是，晶片在供電過程中(從0到Vdd)，電源只需要達到某個小於Vdd的電壓值，Vbias就會從0跳變到Vdd/2。此時電源還未穩定，Vdd會通過輸出驅動管對負載產生一個無法預測的隨機衝擊噪音。如果此時Vbias還未設立(仍為0V)，則該隨機衝擊噪音的影響很小，至少採用圖5的作業可以抑制電源瞬變衝擊引起的POP噪音。等電源穩定後，Vbias帶來的衝擊也只是由從0到Vdd/2(而不是從0到Vdd)的電源跳變引起的。但實際的情況比較複雜，有些晶片的輸入端的直流基準與輸出端的直流基準是兩個獨立的電壓，當STB有效時，輸出端的Vbias並不跳變；還有些晶片在MUTE有效時是將輸出端短接到地。即使MUTE為有效狀態，也只是將輸入端接地，輸出端的Vbias衝擊仍然會通過耦合電容器Co傳遞到負載。無論情況怎樣，從抑制噪音的角度考慮，設計工程師總是希望輸出端的Vbias變化緩慢，最好是保持不變且始終為0V。

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使用外部的靜音(MUTE)電路

從以上討論可知，晶片供電、斷電時出現的POP噪音是比較難解決的。事實上也的確如此，沒有Vdd可能意味著整個系統同時失去電源，MCU不能工作，I/O狀態失去控制，也無法完成圖5所示的作業。但是，仍有一些方法可以解決這個難題，例如使用外部的靜音電路，此時上面提到的’減少‘POP’聲，就是要避免直流瞬變’的思路仍然可用。因此這個靜音電路應該具有如下功能：(1)供電時，在Vdd開始上升之前，輸出一個穩定的有效訊號(假設為高電平)來驅動MUTE和STB接腳；(2)斷電時，在Vdd開始下降之前，輸出一個穩定的有效訊號(假設為高電平)來驅動MUTE和STB接腳。

圖6所示的電路基本可以滿足以上兩個要求。當+12V供電時，電荷通過D1到達Q1的e極，也通過R1、R2到達Q1的b極。由於電荷需要對C2充電，所以Q1的b極在供電剛開始的一段時間trise內比e極低一個閾值電壓，此時Q1導通，在c極輸出一段時間的高電平訊號MUTE_OUT1。圖14為外部靜音電路的模擬結果。



當+12V突然斷電時，C2通過D2迅速放電，此時D2正向導通，將R1短路並形成放電迴路。因為C2容值小，儲存電荷少，所以放電時間常數ttailrise。C1儲存的電荷不能通過D1釋放，所以Q1的e、b極又出現了壓差，使Q1導通並再次輸出高電平。一旦電源穩定後，Q1的b極電壓略高於e極，則Q1截止，MUTE_OUT1處於高阻狀態。

實際的應用系統一般會有多組電源同時存在，由於電壓不同、負載的輕重不同以及所並聯的去耦電容器不同，每組電源的上升、下降時間會有差異。這種現實的差異正是圖6電路的工作前提：將供電、斷電時間短的電源放到+12V處，將上升相對較慢的電源作為音訊Vdd。這一點需要特別強調。

在系統正常工作時，MUTE訊號的開關可以使用MCU I/O埠作為普通的邏輯訊號。為增強驅動能力，該埠的訊號常常經過PNP電晶體反相後輸出MUTE_OUT2(見圖7)，這樣當MUTE0為低時，反相後的高電平MUTE_OUT2來自兩個電阻的分壓，即R5與Q2的e、c極飽和電阻Rbe，由於Rbe<< R5，所以這是強‘1’訊號，具有很大的輸出電流能力。這樣設計目的，在下面會有說明。




另外，來自MCU的MUTE0為低電平有效，在MCU供電、斷電的過程中，I/O的電平是未知的。如果用工具進行模擬，該埠在重置完成之前是一個不確定狀態(邏輯值為‘X’)。事實上，在實際的電路裡並沒有‘X’值，而只有‘1’和‘0’。幸運的是，在筆者使用過的一些51系列MCU中，在這一段所謂的‘失控’時間裡，I/O埠始終輸出一個穩定的‘L’電平。

MUTE_OUT2與上述的MUTE_OUT1形成‘或’的邏輯關係，共同作用於MUTE接腳。對於輸出功率不大的音訊放大器，還常常用一個NPN電晶體在輸出端與地之間形成一個開關，當估計可能出現POP噪音時，將此開關閉合，而當需要輸出時，將此開切斷開(如圖8所示)。



這裡只強調一點：要減少Q3閉合時的c、e間的電阻，就要從b極輸入更多的電流，使其飽和深度加大，而且還要選擇合適的R7阻值。由於Q3的c極是接在耦合電容器之後，左右通道輸出(OUT_L/OUT_R)可以為負值，所以為在正常工作時保證Q3可靠地截止，R6的另一端可以考慮接到更低的負電平上，同時使用較大的阻值以免影響Q3的飽和效果。如果輸出功率很大，可考慮用實體隔離的繼電器代替Q3。

雖然以上提到了5種解決POP噪音的方法，但它們並不是孤立的。對於實際應用中碰到的問題，要找到產生POP聲的主要原因，另外還要合成考慮，選擇最有針對性的、最經濟的解決方法。

gaokun

欣赏了，谢谢楼主发布啊 ，我收藏了啊